STM32F334での降圧コンバーターの開発：動作原理、計算、プロトタイピング

前回の2回の記事では、STM32F334R8T6マイクロコントローラーをベースにした電源モジュールと制御ボードについて説明しました。これらは、電力コンバーターと電気ドライブの制御システムの実装専用に作成されたものです。 DC / ACコンバーターの例も検討されましたが、これは完成した構造ではなく、デモンストレーションでした。 今度は、シンプルでありながら便利であり、最も重要なことを完了する時間です。

プロジェクトとパワーエレクトロニクスに関連するほとんどの問題は特定のトポロジに関連しています。PFC制御アルゴリズムの学習に興味がある人、ハーフブリッジLLCの構築方法を学習したい人がいますが、最も人気のあるトポロジは間違いなくバックです。 結局のところ、降圧コンバーター（別名降圧コンバーター）は、最も興味深いプロジェクトの主なものです。これはLEDランプのドライバーであり、ソーラーパネル、充電器などのMPPTコントローラーの基盤です。

ネットワークには、データシートなどの降圧に関する多くの情報がありますが、分散しており、個人的にはデジタル制御を備えた降圧コンバータを作成するプロセスを詳細に説明する資料を見ていません。 それを修正する時が来ました。 数学は事実上存在せず、説明は「指の上」であるため、何らかの形で電子機器に接続しているすべての人にとって興味深いものになります。

はじめに

最初に、最終的に何を取得したいのか、どのような入門書があるのか​​を理解する必要があります。 降圧トポロジは降圧型です。つまり、降圧型電圧コンバータを構築できます。 後で見るように、降圧コンバータの出力の電圧は入力の電圧にほぼ線形に依存するため、フィードバックを追加する必要があります。 今日は、最も直感的で動作原理を理解できるシンプルな電圧フィードバックについて説明しますが、このフィードバックはほとんどのタスクを実装するのに十分です。

記事の終わりに、高解像度PWM（HRPWM）を使用してSTM32F334R8T6に実装されたデジタル制御でかなり高い周波数で動作する「同期バック」トポロジに従って動作安定化電圧源を取得します。 入力電圧範囲は15〜60V、出力電圧は12V、最大出力電流は2Aです。

第1章トポロジーバックの原理

非常に基本的なことから始めて、コンバーターを次第に改善していきます。 「同期バック」は、改善されたバージョンのバージョンであり、効率と制御の複雑さが増しています。 おそらく使用するトポロジの基本バージョンは次のとおりです。



このトポロジは、たとえばデジタル回路やその他の低電力デバイスに電力を供給するための低電力電圧コンバータで使用されます。 デバイスで使用するDC / DCの低下は、おそらくこのトポロジに従って超小型回路に実装されます。 そのようなチップの例はLMR16006です。

この回路の動作原理は非常に単純で、PWM信号がトランジスタVT1に供給され、作業自体が2つのステージに分割され、次々に交互に切り替わります。

• LC回路のエネルギー貯蔵の段階。 この段階では、トランジスタVT1が開いており、電流がトランジスタを介して負荷に流れ、同時にインダクタと出力容量にエネルギーを蓄積します。
  
  
• 放電段階。 この段階で、トランジスタVT1が閉じてから、楽しみが始まります。 スロットル-これは、電位が印加されるとエネルギーを蓄積し（VT1を開く）、電位がなくなると（VT1が閉じられる）エネルギーを蓄積するようなものです。 同時に、彼はエネルギーを与えるだけでなく、電流の値とその方向を節約するために努力しています。したがって、このプロパティを使用するには、VD1ダイオードを追加して回路を閉じる必要があります。
  
  

6-7クラスでこのトポロジーに精通したとき、ダイオードが1段目で電流を流さない理由をすぐに理解できませんでした。今では当たり前のように思えますが、言及する価値があると思います。 VT1が開いているとき、ダイオード+の電位+ VIN、たとえば+ 20VがダイオードVD1のカソードに印加され、アース電位がダイオードのアノードに印加されます。 電流がダイオードを流れるためには、正反対である必要があります。アノードの電位はカソードの電位よりも大きくなければならないため、buck-eでは、エネルギー貯蔵の段階でダイオードが「閉じ」ます。 放電段階では、ダイオードはすでに回路を閉じており、+ VIN電位はカソードに作用せず、「ロック」しません。 私は明確に説明したいと思います。

次に、「入力に20Vを印加した場合、出力にはどの電圧が発生しますか？」という質問があります。 いつものように、すべてが簡単です：



式からわかるように、出力電圧は、トランジスタVT1に供給するPWM信号のデューティファクターに線形に依存します。 誰かが「デューティファクター」を知らない、または忘れた場合、これはトランジスタがオープン状態にある時間と期間の長さの比です。 この係数は、0〜1または0〜100％の値を取ることができます。 さらに、コンバーターを制御するときにこの特定の数値で操作しますが、本質を理解するために、この関係を式に代入してみましょう。



バックコンバータの動作周波数は一定であり、設計中に選択され、動作中は変化しないため、周期（T）は一定です。 出力電圧は、2つの物理量に直接依存することがわかります。

• 上側のトランジスタ（VT1）を開いた時点から-開いている時間が長いほど、LCフィルターに蓄積する時間が多くなり、出力電圧が高くなります。
• たとえば、入力電圧から、充填を50％固定し、Vinを20Vから40Vに変更すると、出力電圧も10Vから20Vに変更されます。

全体像と仕事の原理が描かれ始めたと思うので、今すぐ修正して実際のオシログラムを見て、この比率を実際に確認してみましょう。 10 WのLEDを搭載した降圧レイアウトを組み立てました。 オシロスコープの3つのチャネルを使用しましたが、これらは次の点に含まれています。



経験No.1-入力電圧（Vin）一定20V、デューティサイクルの変更

• Vin = 20V、D = 25％、Vout = D * Vin = 0.25 * 20V = 5V
  
  
• Vin = 20V、D = 50％、Vout = D * Vin = 0.5 * 20V = 10V
  
  

波形を見るとわかるように、出力電圧とデューティサイクルの関係は正しいです。 もちろん、これは「理想化された」実験でした;実際には、入力電圧は安定せず、かなり広い範囲で変動します。 ここで、固定電圧での入力電圧への依存性を見てみましょう。

経験No. 2-入力電圧（Vin）が変化し、デューティサイクルが一定で、50％に等しい

• Vin = 15V、D = 50％、Vout = D * Vin = 0.5 * 15V = 7.5V
  
  
• Vin = 20V、D = 50％、Vout = D * Vin = 0.5 * 20V = 10V
  
  
• Vin = 30V、D = 50％、Vout = D * Vin = 0.5 * 30V = 15V
  
  

これで、実際には、出力電圧も固定デューティサイクルで入力電圧に線形に依存することがわかりました。 出力がどのように安定するかをすでに理解していますか？ 安定化の原理は式自体として単純です-Voutは12Vで一定なので、マイクロコントローラーの助けを借りてデューティサイクルを変更できます。したがって、Vinが増加すると、出力電圧も増加し、この時点でデューティファクターが減少し、再び12Vになります。 したがって、Vinが減少すると、電圧Voutが12Vになるまでデューティサイクルの増加を開始します。

理論セクションで他に注目したいことは...ああ、はい！ 確かに、トランジスタがやがてリップルの少ない定電圧になった後、20Vの振幅のPWMがどのように発生するのか疑問に思っていますか？ 実際、オシロスコープの赤いプローブをトランジスタVT1のソースに、LCフィルターの後に緑のプローブを置くと、次の図が表示されます。



LCフィルターが交流電圧を一定に「潤滑」する方法を見ることができますが、問題はインダクタンスとキャパシタンスに保存されたエネルギーを即座に消費できないため、電圧が即座に変化しないことです。 インダクタの前のPWMが0Vになった瞬間に、出力電圧はフィルターに保存されたエネルギーによって提供されます。このエネルギーはすぐには吸収されず、VT1が閉じた時点の電圧を維持するのに十分です。 もちろん、もっと深く掘り下げるのがおもしろいのであれば、それはすべて指にかかっています。 Semenova "パワーエレクトロニクス：単純なものから複雑なものまで"には、降圧（チョッパー）に関する章全体があります。

効率化のための闘争

少し前に書いたように、これはトポロジーの基本バージョンでした。 その主な欠点は、ロッキングダイオードの損失が大きいことです。 MKおよびCPLDで実行されている単純なシステムの現在の状況は何ですか？ 何らかの種類のTFTディスプレイがある場合、通常は1A以内、時には2A以内です。 この場合、ショットキーダイオードを使用しても損失は0.4V * 2A = 0.8ワットになります。 原則として、3.3Vと2Aの電圧では0.8Vの損失でも効率は12％ですが、SMA / SMBパッケージで問題なく放散することは問題ありません。

次に、20Aの電流がある場合を想像してください。 MPPTコントローラー、大規模なFPGA電源システムなどがあります。 この場合、損失は0.4V * 20A = 8 Wになります！ これはどういう意味ですか？ たとえば、MPPTの場合、バッテリーに保存されるエネルギーが少なくなります.FPGAの場合、追加の8ワットの熱が発生します。これはどこかで放散されなければならず、どちらの場合も間違いなく全体的な効率の損失です。 何ができますか？ そして、VD1ダイオードを別のNチャネルMosfetに置き換えて、この回路を取得しましょう。



ここで、トランジスタVT2はダイオードとして機能します。つまり、VT1が閉じると電流が流れます。 基本バージョンにあったダイオードは制御を必要としませんでしたが、今度はPWM信号を備えた追加の制御チャネルを使用してパフォーマンスを改善する必要があります。

まず、損失をどれだけ削減したかを計算しましょう。 最新のMOSFETのチャネル抵抗は数メガオームです。 例として、以前の記事で話したパワーモジュールのトランジスターを取り上げましょう。IPP083N10N5AKSA1のチャンネル抵抗は8.3ミリオームです。 0.0083 * 20A * 20A = 3.32ワットに等しい静的損失が発生します。 もちろん、動的損失がありますが、適切に設計されたドライバーでは20％を超えることはありません。つまり、私たちの合計損失は4ワットになります。 従来の降圧から同期降圧への移行により、ダイオードの損失を半減できることがわかります。

次に、より複雑な管理を見てみましょう。 すでに理解したように、VT1が閉じられたとき、ロックダイオードは電流を伝導しました。 このことから、VT1が開いているときはVT2を閉じる必要があり、VT1が閉じているときはVT2も開いている必要があります。 より簡単な場合、トランジスタは交互に動作します。どちらか一方が開いているか、もう一方が開いています。両方のトランジスタが開いている場合、貫通電流が発生します。 VINとGNDが相互接続されています。 信号がどうあるべきかを見てみましょう。「黄色のチャンネル」はトランジスタVT1、「緑色のチャンネル」はトランジスタVT2です。



ご覧のように、論理「1」が黄色のチャネル（VT1）に設定されている場合、その時点で論理「0」を緑色のチャネル（VT2）に設定する必要があります。 VT1はLCフィルターにエネルギーを送り込み、VT2は放電段階で回路を閉じます。

あなたはすでに上から現在の流れについて聞いたり読んだりしたもう一つのポイントがあります。 事実、理想的なトランジスタ（MOSFET）ではなく、実際のトランジスタ（ゲート）には特定の容量があります。つまり、実際にはlog.0からlog.1に瞬時に移行することはなく、トランジスタのエネルギーは瞬時に溶解せず、トランジスタになります。切り替え時に短時間、両方が開いている場合があります。 これは、せいぜい損失の増加につながる可能性があります。これは、加熱を意味し、最悪の場合、ババにつながります。 貫通電流は一般的な短絡（短絡）です。 これを回避するために、あるトランジスタをオフにしてから別のトランジスタをオンにするまでの間に遅延またはいわゆるデッドタイムが導入されます。 次のようになります。



信号切り替えの境界に小さなギャップがあることに気づいたと思います。 私はあなたがそれを見ることができるように意図的に大きく（約3％）それをインストールしましたが、実際にはそれははるかに小さいです。 一般に、デッドタイム（以降dt）はできるだけ短く設定されますが、同時にトランジスタを閉じるのに十分です。 計算することも、経験的に選択することもできますが、個人的にはこれとそのオプションは普通だと思いますが、ひげを生やしたジェダイはおそらく「それを考慮する必要がありますが、モデル化する方が良いでしょう！」 これは確かに正しいのですが、自分で決めてください。もしあなたが怠け者でなければ、導体とコンポーネントの浮遊インダクタンスと浮遊キャパシタンスを考慮してLTspiceでモデル化してください。

この記事のスタンドでは、dtを約100 ns（実際は104）に設定しました。 私のモジュールでは、インストールがはるかに少なくなります。 ドライバーは非常に過酷に適用されますが、確かに多くの人が私のモジュールなしでレイアウトを構築します。つまり、おそらく鼻水があるでしょう。 鼻水で立ち往生しないように、dtにマージンを残します。ボードに通常の配線があれば、それを自分で減らすことができます。コードの章では、今のところ、実際にdtがあるかどうかを確認します。



dtは2.5分割で持続し、各分割は40 nsであることがわかります。これは、意図したとおり、持続時間が〜100 nsであることを意味します。 dtが必要な理由、持続時間の長さ、降圧トポロジに従ってコンバータがどのように機能するかを理解していただければ幸いです。 わからない場合は、いつものように、コメント、PM、電子メールの質問は受け入れられますが、私は皆に答えているようです。

第2章主要コンポーネントの計算

記事のこのパートでは、同期降圧コンバータの主要な電力コンポーネント、すなわちインダクタ、入力および出力コンデンサ、トランジスタを迅速かつ簡単に計算する方法を示します。

入力データを思い出させてください：

• 入力電圧：15 ... 30V
• 出力電圧：12V
• 定格出力電流：2A
• スイッチング周波数：100 kHz

12Vの出力電圧が選択されるのは、 12V 20W LEDを負荷として使用する予定です。これは手元にあり、非常に明らかな負荷です。 コメントで「専門家」の質問を予想します。はい、LEDには電流の安定化が必要であることは承知していますが、電圧安定化を行い、LEDは単なる負荷です。

入力電圧はブルドーザーから選択され、15〜60Vを実行できます。したがって、別の範囲に関心がある場合は、そのコンポーネントの値を自分で計算できます。 12V * 2A = 24 Wの出力電力を得るために、2Aの定格電流が選択されています。つまり、LEDに必要なものより少し多くなっています。 12VでのLED自体の消費電力は約1.82〜1.9Aです。

最も興味深いパラメータが残っていました-コンバータの動作周波数です。 それは何ですか？ ここでは自分で答える必要があります。私の場合は100 kHzです。 選択は2つのポイントに基づいています。

• 周波数を上げると、インダクタ、入力および出力コンデンサの必要なインダクタンスが減少します。 簡単に言えば-周波数が高くなると、デバイスの寸法は小さくなります。 頻度が減少すると、寸法が増加します。
• 周波数を下げると、効率が向上します。 スイッチングトランジスタの動的損失が減少します。 周波数を上げると、トランジスタの動的成分が増加し、それに応じて効率が低下します。

ここで、周波数の選択については説明しません。100kHzと仮定します。 計算手順を示した後、この質問に戻ります。 公式によれば、主要コンポーネントの定格の動作周波数への依存性がより明確にわかります。

ステップ1.トランジスタの選択

主に3つのパラメータに関心があります：最大電圧「ドレイン-ソース」、オープン状態でのチャネル抵抗、およびゲート容量。 電圧源の全電位（Vin）がトランジスタに印加され、スイッチング時にもサージが発生します。 次の2つのオプションがあります。電圧マージンのあるVT1およびVT2トランジスタを使用するか、VT2のRCスナバの話をします。 私の場合、パワーモジュールには100Vのトランジスタがあり、30Vの入力でこれは大きな電圧マージンです。スナバなしでトランジスタを破壊から保護するには60Vでも十分です。

チャネル抵抗-小さいほど良いですが、1つのBUTがあります。 チャネル抵抗が減少すると、静的損失（I ² * R）は減少しますが、この技術ではゲート容量が増加するため、動的損失が増加します。 「チャンネル抵抗」と「シャッター容量」の間の中間点を見つける必要があります。 最大100Vの電圧の場合、Infineon OptiMOSシリーズトランジスタに注意を払うことをお勧めします。すでにパラメトリック検索またはIGBTトランジスタで自分で高電圧を調べています。 後者は私の電源モジュールでもサポートされており、ドライバーを変更する必要はありません。

ステップ2.インダクタのインダクタンスの計算

インダクタンスの最小値を計算する必要があります。これにより、DC / DCコンバーターが連続電流モード（L _min ）で動作できるようになります。



変数に関しては、-k _indを除くすべてが明確だと思います。 これらはインダクタの許容リップル電流であり、通常は20〜50％の値を選択しますが、ほとんどの場合は30％に設定します。 電流のリップルが小さければ小さいほど、インダクタが巻かれているコアの飽和境界からさらに遠くなりますが、式からわかるように、インダクタの大きなインダクタンスが必要です。

ここで、入力データに必要なインダクタンスの最小値を計算します。上記で書いたように、リップルは30％になります。



これは、バックコンバータが不可解な電流モードで動作するために必要な最小インダクタンスですが、やはり微妙な違いがあることを理解しておく必要があります。 巻線に作用する電流を増加させる過程で、コアの透磁率とインダクタのインダクタンスは電流なしと電流ありで多少異なり、依存性は材料によって異なります。 インダクターの電流が増加すると、インダクタンスがL _min未満に減少し、dc / dcが遮断電流モードにならない状況を回避するために、インダクタンスをいくぶん増加する必要があります。つまり、巻線中にいくつかの余分なターンを追加する必要があります。 Kool Mu素材では10〜15％のインダクタンスの増加で十分であり、私のチョークはその上にあります。

ステップ3.スロットルの計算と製造

「プロトタイピング」セクションでこの手順を説明しますが、インダクタンスを計算する手順はあまり明確ではないため、おそらく面白い写真を見逃したので、ここですべてを説明します。 スロットルの製造では、透過率が60のKool Mu材料からR26 / 14/11スロットル（Rはリングであり、数字は寸法です）を取得します。そのためのドキュメントをダウンロードして購入できます-Lepkos



次に、巻き数と巻き線を計算する必要があります。 おそらくターン数から始めましょう。 コアA _Lのドキュメントには、75 nH /ターン^2に等しいこのような便利なパラメーターがあります。 ここで慎重に-正方形に変わります！ コアのインダクタンスを見つけるには、ALに正方形の巻き数を掛けます。 したがって、ターン数を求める式は次のようになります。



最小の必要なインダクタンスを得るには、40ターンを巻く必要がありますが、すでに説明したように、インダクタンスをわずかに増やす必要があります。3ターンを追加しましょう。 リングを取り、43回転させて、そのようなスロットルを取得します。



興味を引くために、どのインダクタンスが判明するかを計算します。



また、信頼性のために、ピンセットでインダクタのインダクタンスを確認します。



137 mcH、素晴らしい！ 結果は収束し、誤差はA _Lに対して±8％以内です_。 ここで注目に値するのは、インダクタンスを測定する能力がない場合、Aliexpress、ChiD、コンピューター、電子機器、およびその他の「飲食店」でコアを購入しないことです。確認済み。 インダクタンスを測定する能力がなければ、ALをチェックすることができず、コンバーターの「バッハ」の原因を探して自分を大きく苦しめることができます。

合理的な質問がここに表示されます-「コアとその寸法で十分ですか？ たぶんそれはもっと必要だったのでしょうか？」。 Kool Mu素材の場合、磁気誘導の制限は0.5 Tです。実際には、明らかな必要がない限り、0.45 Tを超えるしきい値を超えてクロールしないことをお勧めします。 コアに巻かれた巻線は、コアの各ポイントで0.45 Tを超える誘導を生成する必要がないため、次のことを確認します。



ご覧のとおり、0.06 Tの磁気誘導の値は、0.5 Tの制限よりもはるかに低くなっています。 これから2つの結論を引き出すことができます。1つ目は、スロットルが飽和状態にならないことです。2つ目は、コアが非常に大きく、はるかに小さいリングを使用することが強力です。 R26リングを手に入れたのは、箱が全部揃っているからです。他に秘密の意味はありません。

ワイヤのどの部分をインダクタに使用するかを決定することは残っています。 まず、このような高周波では直径が1〜1.2 mmを超えるワイヤーを使用しないことを強くお勧めします。 表皮効果にはすでに大きな効果があり、有効断面積が減少します。 第二に、ワイヤの電流密度は、冷却条件と電力に基づいて選択する必要があります。 低電力（最大10-20 W）では、気流がなくても安全に8..10 A / mm ^2の電流密度を実現できます。 数キロワットまでの電力では、電流密度を5〜6 A / mm ²の範囲に置くのが適切であり、10 kW以降の電力では、電流密度を3〜4 A / mm ²に下げるのが妥当です。

指先に直径0.8 mmのニスを塗ったワイヤーがありました。 その断面はそれぞれ、約0.5 mm ²です。 2Aの電流では、巻線の電流密度は約4 A / mm ^2になります。 断面積の半分のワイヤを使用することもできますが、コアは十分に大きいため、断面積の大きいワイヤは問題なく適合します。 デバイスを最適化する場合、最初にカウントしてから目的の断面積のワイヤを購入する必要があります。次に、インダクタの最適な寸法を取得できます。

ステップ4.出力コンデンサの計算

この段階では、インダクタンスの場合と同様に、降圧コンバーターの出力でLCフィルターに設置する必要がある容量の最小値を考慮します。 したがって、より多くインストールすれば、より良い結果が得られ、その理由がわかります。 容量を計算します。



もちろん、特にコンセントでセラミックのみを使用する場合は、ある程度の余裕を持ってコンテナも設置する必要があります。 その容量は、印加される電圧に応じて大幅に減少します。 脈動への依存-可変V _パルスに注意する価値はまだあります。 これは出力での最大リップル値です。つまり、理想的には、147.8μFの容量で、リップル振幅は0.2Vになります。つまり、出力電圧は11.9〜12.1Vの範囲で変動します。 リップルを減らしたいですか？ その後、式でそれらを減らすと、結果として得られる容量の値がそれに応じて増加します。もちろん、出力容量を増やすだけでは、実験室の電源は得られません。 また、低ESRの必要性を考慮する必要があります。このため、通常1〜2個の電解質を並列に配置し、できればX7R誘電体を使用して数マイクロファラッドでセラミックを吊るします。 予算が許せば、電解コンデンサをポリマータンタル（GPUのように）に置き換えることが可能であるため、セラミックは不要であり、ESRはすでに悲惨です。

周波数に関する考慮事項

さて、私が言ったように、コンバーターの動作周波数を選択する問題に戻ります。 結論をいくつかの考えに分けてみましょう。

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• さて、悪い点について...周波数は増加しています。これは、トランジスタの動的損失が増加していることを意味し、これは明らかに全体的な効率の低下につながります。かなりの電力に対して、mosfet-ahの降圧コンバーターの合理的な周波数制限は200 kHz以下です。より多くの電力（数百ワット）と巨大な周波数が必要ですか？GaNトランジスタまたは共振トポロジーの世界へようこそ。

これらの論文から、スイッチング周波数が何に影響するかが明らかになったと思います。トランジスタの損失とデバイスのサイズの間の「ゴールデン平均」を自分で見つける方法を学ぶ必要があります。次のいずれかの記事で、最大の効率を得るために動作周波数を最適化することをお教えしますが、主なことはそれをやろうとしていたことを忘れないことです。

第3章降圧コンバーターレイアウトの組み立て

それで、最も退屈な、しかし重要な部分は終わりました、今、ハードウェアとコードは行きます。理論計算を実装するレイアウトを収集しましょう。これを行うには、以前の記事で説明した2つのモジュールが必要になります。STM32F334の電源モジュールと制御モジュールです。また、ブレッドボード上のIR2110のような利用可能なゴミからブレッドボード上のハーフブリッジを組み立て、コントロールとして任意のMKを使用することができます：STM32-Discovery、LaunchPad、Arduino最初の2つの章から、降圧コンバーターの仕組みを理解しました。

次に、すべてのコンポーネントの値を追加し、コンデンサの数を正しく反映することで、降圧図をより「現実的」にし、電源モジュールが実現できる部分に注目します。



図からわかるように、モジュールにはすでに同期降圧と入力コンデンサを実装するためのハーフブリッジ（2つのトランジスター）が含まれています。ちなみに、モジュールには大きなマージンがあります-1000 uFと100 Vの3つの電解質があり、これは500の降圧を簡単に組み立てるのに十分です-800ワットチョークを追加する必要があります。チョークは既に製造されており、出力コンデンサも追加されています。低電圧用に4700 uF 25Vしか見つかりませんでしたが、それらはある種の中国語であるため、カップルを並列化することも決定しました。実際、470 uFだけで十分ですが、出力バージョンにはそのような些細なことはありませんでした。この設計が判明しました：



前述のように、強力な20 W LEDが負荷として使用されます。どれだけの光が輝くかわかりませんし、あまりおもしろいものではありませんが、消費電力は12 Vで21〜22 Wで、このために降圧コンバーターが設計されています。LED自体がKPT-8をコーティングし、ラジエーターにねじ込みましたが、もちろん十分ではありませんが、問題なく5〜7分間続きます（最大+40〜50 ^o C まで加熱されます）。これ以上は必要ありません。制御モジュールから2つのHRPWM、GND信号を接続し、分周器を介して降圧出力をADCに接続します。その結果、次のようなスタンドができます。

第4章ソフトウェアを作成し、コンバーターを開始する

これで、コードの記述と降圧コンバーターの再起動を開始するために必要なものがすべて揃いました。まず、制御モジュールにあるSTM32F334R8T6マイクロコントローラーのピン配列を見てみましょう。これで、



どのマイクロコントローラーピンが使用されるかがわかりました。モジュール自体では、電源ユニットを制御するために5つのチャネルのうち1つだけが必要です。チャネル「A」を使用します。このチャンネルは、他のすべてと同様に、高精度PWM（HRPWM）の2つの出力、1つのエラー入力（使用しません）、ボードのグランドを結合するGNDと2つのADCチャンネル（電圧用に1つのみ使用します）を備えています。

HRPWMについて少し

インターネットのロシア語圏の広がりの中で、私は実際にHRPWMのトレーニング資料に会ったことがなく、STM32マイクロコントローラーに基づいたHRPWMの使用に関する資料にまったく会いませんでした。これは非常に便利な周辺機器です。

この記事の枠組みの中でこの周辺の理論を掘り下げることはしないので、本質を説明します。HRPWMまたは高解像度PWMは、使い慣れたPWMモジュールであり、デューティファクターの設定の解像度が高く、通常はより柔軟な設定が追加されています。

• STM32F334R8T6マイクロコントローラーには10個のHRPWMチャンネルがあり、これらは2つのチャンネルからなる5つのグループにまとめられています。グループ内のこれら2つのチャネルは、独立して機能し、補完的なペアを形成できます。後者が必要です。
• 2- dead-time ;
• 10 — Master timer, . Timer A...E ;
• HRPWM , 72 HRPWM 144 (2) PLL. ;
• , , , 4 (comp), 0 1 / ;
• プッシュプルモードなど、特定のトポロジ用のモードがあり、多くのプッシュプルトポロジを実装できます。

これは機能のごく一部であり、HRPWMデバイス図では、MKに組み込まれているイベント、DAC、コンパレーターとの同期機能を確認できます。このブロック図とともに、文書化された可能性がさらに多くあります。

対処する必要がある最後の質問が残っています-「なぜこのPWMが高レベルなのですか？」これを行うには、簡単な例を考えてみましょう。 HRPWMなしでMKを使用することにしたと想像してください。たとえば、72 MHzの周波数で動作するSTM32F103C8T6です。ハーフブリッジを70 kHzの周波数で制御する必要があります。72000 000/1025ステップ= 70 243 Hzのレギュレーションのステップを検討します。ええ、1025ステップあります。調整する場合、1/1025 =〜0.1％の理論ステップで出力電圧を変更できます。ここで、144 MHzのクロック周波数と32ビットのタイマーのシフト幅を持つSTM32F334を使用すると、144 MHz * 32 = 4.608 GHzの等価周波数が得られます。怖がって数字を疑った人のために：



いいえ、これは動作周波数ではなく、これは同等の周波数です。これにより何が得られますか？4 608 000 000 Hz / 70 300 Hz = 65 535ステップの等価周波数を使用します。これで、出力の電圧（または電流）を1/65 535 =〜0.001％の増分、つまり100倍の精度で調整できます！

それでは、周波数を700 kHzにします。これは、たとえば多相降圧の場合に正常です。 F103には72,000,000 Hz / 700,000 Hz = 102ステップがあり、最高で1％のレギュレーションを取得できますが、デューティでは1％です。つまり、実際には非常に多くのステップがあるため、出力で電圧が安定しているかのようになりますそして、そうではありません。 F334の場合、ステップ数は約6500になりますが、これにより、非常に正確な電圧または電流レギュレータを構築できます。デューティサイクル設定の分解能（ステップ）は、内部に標準PWMモジュールを備えた従来のMKよりもはるかに高い/高いことがわかります。

クロックシステムのセットアップ

この記事の開発環境として、無料でTrueSTUDIOを使用しました。KeilやIARほど貧弱ではありません。その素晴らしいデバッガー、クロスプラットフォーム、そしておそらく初心者向けの最適なソリューションについて教えてください。記事の最後に、このIDE専用のプロジェクトのアーカイブがあります。プロジェクトの作成および設定方法については説明しませんが、すべての詳細が表示されるビデオへのリンクを残します-watch。

プロジェクトを作成してLEDを点滅させたら、クロックシステムを構成する必要があります。つまり、8 MHzから周波数を72 MHzに上げてコアに供給し、分周器を調整してADCに供給される周波数を下げます。

void StartInitClock (void) { RCC->CR |= RCC_CR_HSEON; // Enable HSE while (!(RCC->CR & RCC_CR_HSERDY)); FLASH->ACR |= FLASH_ACR_LATENCY_1; RCC->CFGR |= RCC_CFGR_PLLMUL9; // PLL mult x9 RCC->CFGR |= RCC_CFGR_PLLSRC; // Source HSE RCC->CFGR2 |= RCC_CFGR2_ADCPRE12_DIV10; // ADC source AHB/10 RCC->CR |= RCC_CR_PLLON; while((RCC->CR & RCC_CR_PLLRDY) == 0){} RCC->CFGR &= ~RCC_CFGR_SW; RCC->CFGR |= RCC_CFGR_SW_PLL; // Select source SYSCLK = PLL while((RCC->CFGR & RCC_CFGR_SWS) != RCC_CFGR_SWS_1) {} // Wait PLL } 

チューニングアルゴリズムは次のとおりです： 外部クオーツ（HSE）に切り替えます->遷移が完了してレディフラグが設定されるのを待ちます->クォーツからPLL入力に信号を送信します-> 8 MHzを9で乗算します-> 72 MHzで周波数を10で除算しますADCをクロックするには-> PLLをオンにします->オンになってレディフラグを設定するまで待ちます-> PLLからシステムバスおよびコアに信号を送信します->切り替えが完了するまで待ちます->完了します。

HRPWMセットアップ

ここでは、すべてがやや複雑です。 このモジュールには多くの機能があり、多くの設定があり、ドキュメントの量は非常に多くなりますが、これはマイナスであると同時にプラスでもあります。柔軟性のためにお金を払わなければなりません。

 RCC->CFGR3 |= RCC_CFGR3_HRTIM1SW_PLL; RCC->APB2ENR |= RCC_APB2ENR_HRTIM1EN; 

HRTIMがPLLからクロックされるように指定する必要があり、x2乗算器はデフォルトですでに有効になっています。 次に、HRTIMのクロックをオンにします。これが最初の機能です。タイマーはPLLからクロックが供給されていることがわかりますが、APB2の場合はオンにします。 これは完全に論理的ではありませんが、CMSISを使用したファイルでは簡単に検索できます。

  RCC->AHBENR |= RCC_AHBENR_GPIOAEN; GPIOA->MODER &= ~GPIO_MODER_MODER8; GPIOA->MODER |= GPIO_MODER_MODER8_1; // Alternative PP GPIOA->OSPEEDR |= GPIO_OSPEEDER_OSPEEDR8; // Very high speed GPIOA->MODER &= ~GPIO_MODER_MODER9; GPIOA->MODER |= GPIO_MODER_MODER9_1; GPIOA->OSPEEDR |= GPIO_OSPEEDER_OSPEEDR9; GPIOA->AFR[1] |= 0xDD; // PA8 and PA9 - AF13 

PA8とPA9はタイマーAの出力で、私のモジュールではチャンネル1に進みます。これは図とピン配列で確認できます。 脚は、代替機能を備えたプッシュプルとして構成されており、両方の脚の機能自体の数は13番目です。 最大GPIO周波数に調整することも重要です。そうしないと、パワーエレクトロニクスにとって非常に重要な、信号のフロントとフォールの不可解なブロッキングが発生します。

 HRTIM1->sCommonRegs.DLLCR |= HRTIM_DLLCR_CAL | HRTIM_DLLCR_CALEN; while ((HRTIM1->sCommonRegs.ISR & HRTIM_ISR_DLLRDY) == RESET); 

開始する前に、タイマーを調整する必要があります。 最小限の遅延で動作し、準備完了フラグを待つだけです。

 HRTIM1->sTimerxRegs[0].PERxR = PeriodTimerA; // Period for timer A HRTIM1->sTimerxRegs[0].CMP1xR = 0; // Duty for timer A 

それは柔軟性です。 まず、各タイマーA ... Eに独自の周波数を設定できます。ここでは、PWMの周期を記録します。 第二に、デフォルトでは、周期の始めにPWMアライメントがあります。つまり、信号は新しい周期の始めにlog.1に行きます。そして今度はlog.0に戻るタイミングを選択する必要があります。基本的にはデューティファクターを設定します。

たとえば、PWMを期間の開始ではなく、コンパレーターNo. 1で変換し、コンパレーターNo. 2でlog.0に戻ることができるため、ハードウェアを位相移動できます。

 // Deadtime enable HRTIM1->sTimerxRegs[0].OUTxR |= HRTIM_OUTR_DTEN; // Tdtg = 6.94 ns HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTPRSC_0 | HRTIM_DTR_DTPRSC_1; // Deadtime rising = 15*Ttg = 104 ns HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTR_0 | HRTIM_DTR_DTR_1 | HRTIM_DTR_DTR_2 | HRTIM_DTR_DTR_3; // Deadtime falling = 15*Ttg = 104 ns HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTF_0 | HRTIM_DTR_DTF_1 | HRTIM_DTR_DTF_2 | HRTIM_DTR_DTF_3; HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTFSLK | HRTIM_DTR_DTRSLK; 

この段階で、デッドタイムを有効にして設定します。原則として、コメントにはすべての式が含まれます。それらはリファレンスマニュアルにも記載されています。 この記事の理論的な章の波形ですでに見た、持続時間が100 ns以下のDT。 デッドタイムは、エッジと信号の低下で別々に設定できます。 ちなみに、[0]はタイマーA、それぞれ[1]はタイマーBなどです。

 // Samples in middle of ON time HRTIM1->sTimerxRegs[0].CMP2xR = PeriodTimerA / 10; // ADC trigger 1 update: Timer A HRTIM1->sCommonRegs.CR1 |= HRTIM_CR1_ADC1USRC_0; // ADC trigger 1 event: Timer A compare 2 HRTIM1->sCommonRegs.ADC1R |= HRTIM_ADC1R_AD1TAC2; 

私にとって、これは最も明白な瞬間ではありませんでした。 一番下の行は-タイマーAの期間の10％で、ADC変換をトリガーしてフィードバック信号を測定するイベントが生成されることを確認したいです。 なぜ10％ですか？ 単純に、理想的には、PWMが0から1に、またはその逆に移行するときに測定が行われないようにする必要があります。 この時点で電源ユニットには過渡現象と干渉がありますが、それらを測定する必要はありません。 したがって、私の場合は10％が最適です。 12V出力および30Vでは、デューティファクタの入力電圧は10％に低下せず、トランジスタのスイッチングの瞬間はADC測定と正確に一致しません。

次に、HRTIMとADC間のイベント通信システムを確認する必要があります。



最初の行では、コンパレーターがトリガーされるタイミングを選択します。私の場合は、タイマーAの期間の10％です。次に、MKに接続するADCの特定のトリガーを選択し、1番目または3番目にアクセスします。 今では、どのイベントが信号をADCに送信するかを示しているだけです。私の場合は、コンパレータ2です。

 // Enable output PWM for TA1 and TA2 HRTIM1->sCommonRegs.OENR |= HRTIM_OENR_TA1OEN | HRTIM_OENR_TA2OEN; // Continuous mode HRTIM1->sTimerxRegs[0].TIMxCR |= HRTIM_TIMCR_CONT; // Period for master timer HRTIM1->sMasterRegs.MPER = 65000; // Enable counter for Master and timer A HRTIM1->sMasterRegs.MCR |= HRTIM_MCR_MCEN | HRTIM_MCR_TACEN; 

そして最後のコード！ HRTIMがタイマーAからGPIOに信号を出力できるようにします。 今、モードを選択します、それは無限に起こります（私はそれを持っています）が、タイマーが1期間オンになり、その後再び起動する必要があることが起こります。 次に、マスタータイマーの周期を設定し、最後のステップとしてオンにすると、チャンネルタイマーのクロックを開始し、出力にPWM信号が表示されます。

これはチューニング機能でしたが、デューティファクターを設定する機能を作成することは変わりません。コントローラーを作成する際に作業するのはそれです。

 void SetDutyTimerA (uint16_t duty) { HRTIM1->sTimerxRegs[0].CMP1xR = duty; } 

次に、正しい方法で動いているかどうかを調べましょう。 メイン関数で、HRTIM設定を初期化し、デューティサイクル、たとえば22500を設定します。20Vの入力電圧と45000の周期で、デューティサイクルは50％になり、出力は約10Vになります。 これはLEDを完全に拡張するのに十分ではありませんが、点灯するはずで、電源セクションが機能しているかどうか、dtで問題がないかなどがわかります。 私はすべてを初めて始めました：



これまでの理論計算がすべて確認されていることがわかります。 50％の固定デューティファクターでは、出力電圧は単純に2で除算されます：20V-> 10V、22V-> 11V、18V-> 9V。 次に、出力電圧を安定させ、入力に依存しないようにします。つまり、フィードバックを追加します。

ADCとコントローラーの調整

STM32のADCについては、私の前にたくさん書かれていますが、HRTIMコンパレーターに関連付けられたトリガーのセットアップのみを説明します。 残りのADC設定について簡単に説明します。 初期化関数を見てみましょう：

 void InitBasicADC (void) { RCC->AHBENR |= RCC_AHBENR_ADC12EN; RCC->AHBENR |= RCC_AHBENR_GPIOCEN; /************************************************ * Calibration ***********************************************/ ADC2->CR &= ~ADC_CR_ADVREGEN; ADC2->CR |= ADC_CR_ADVREGEN_0; // Vref enable Delay(10); ADC2->CR &= ~ADC_CR_ADCALDIF; ADC2->CR |= ADC_CR_ADCAL; // Start calibration while (ADC2->CR & ADC_CR_ADCAL); // Wait end calibration /************************************************ * Select event trigger and channel ***********************************************/ // Enable start conversion external trigger ADC2->CFGR |= ADC_CFGR_EXTEN_0; // Event 7 - HRTIM ADC2->CFGR |= ADC_CFGR_EXTSEL_0 | ADC_CFGR_EXTSEL_1 | ADC_CFGR_EXTSEL_2; // Select ADC2 channel IN5 ADC2->SQR1 |= ADC_SQR1_SQ1_0 | ADC_SQR1_SQ1_2; // Length regular ADC channel = 1 ADC2->SQR1 &= ~ADC_SQR1_L; ADC2->IER |= ADC_IER_EOCIE; // Interrupt enable NVIC_EnableIRQ(ADC1_2_IRQn); // enable interrupt ADC1 and ADC2 /************************************************ * Start ADC ***********************************************/ ADC2->CR |= ADC_CR_ADEN; // Enable ADC2 Delay(10); ADC2->CR |= ADC_CR_ADSTART; } 

通常のチャネルモードを使用します。チャネルは1つしかなく、 SQR1レジスタで選択されています。 関与するADC番号2、つまりその入力IN5は高速であり、最大サンプリング周波数で動作できますが、今回は動作しません。 サンプリング周波数はPWM周波数に等しく、 1周期= 1サンプル、原則として、これで十分です。

また、 CFGRレジスタで、変換を開始するイベント 、つまりEvent 7を選択する必要があります。これはなぜ正確なのですか？ RMを調べます。



HRPWMモジュールからのトリガー1は、ADC No. 2のイベント7に到達し、この場合はスレーブとして機能し、HRPWMモジュールから制御されます。 2つのモジュールを接続する方法は明確になったと思います。原則として、アルゴリズムは周辺機器とタイマーで類似しており、レジスタ名のみが異なります。

マスタータイマー周期カウンターに達すると、変換が開始され、約15サイクル後に（RMで正確に表示される程度）割り込みが発生し、結果を取得できるようになります。 制御アルゴリズムを編成するのはこの中断です。 はい、割り込みの内部では、大規模なものはそれを行わない方が良いです、フラグを設定して実行を渡す方が良いですが、この場合、コントローラーは特にロードされておらず、146％の確率で割り込みを計算して終了するため、私はそのような単純化を許可します新しいものの出現。

管理について少し

あなたがトイレに入って、流しで手を洗うことにしたと想像してください。 水を少し開けて、手で触れますか？ お湯を追加しますか？ いいね！ お湯を追加しますか？ ほぼ何が必要ですか？ いいね！ お湯を追加し、手で試してみて、火傷しますか？ 今少し暑さを下げましょう。 いいですか そして無限に、水温が理想になるまで蛇口を回します。 これが最も簡単なレギュレーターです！

お湯の量ではなく、PWMのデューティファクターを調整するのは私たちだけです。 手の代わりに、測定結果を持つADCがあります。 ロジックを実装するだけです。 12V出力でADCが生成するものを計算し、 if条件を使用して、デューティファクターを変更することでコントローラーにこの値を維持させます。

まず、分圧器を切って12Vを2〜2.5Vに下げます。たとえば、 ADCは0〜+ 3.3Vを測定でき、12Vが供給されると、マイクロコントローラーは単純に燃焼します。 したがって、10 kOhmと2 kOhmの公称値を持つ除算器を配置します。これにより、6の除算係数が得られ、それに応じて+ 12Vが+ 2Vに変わります。 ADCが結果を生成します：adcResult =（V _out / k）/ V _ref * 2 ¹² =（12V / 6）/ 3.3 * 4095 =2481。次に、割り込みハンドラーのコードを記述します。

 void ADC1_2_IRQHandler (void) { ADC2->ISR |= ADC_ISR_EOC; adcResult = ADC2->DR; if (adcResult > 2480) { dutyControl = dutyControl - 10; } else { dutyControl = dutyControl + 10; } SetDutyTimerA(dutyControl); } 

まず、割り込みハンドラーに入った後、この割り込みのフラグをクリアする必要があります。そうしないと、2回目は割り込みハンドラーに入りません。 次に、結果を読み取り、 adcResult変数として保存します。 ここで、出力の電圧がわかっているので、PWMのデューティサイクルを調整する必要があります。これはif条件で簡単に実装しました。 各PWM周期で、測定を行い、デューティサイクルを増減して、次の周期の結果を設定します。 すべてがシンプルで高速で、本質が見えています。 作業の結果を確認します。



ご覧のとおり、すべてが機能し、入力電圧が変化しても、出力自体は12Vで安定したままです。 細心の注意を払って、小さな針がすり抜けていることに気付くことができます.1-10マイクロファラッドの出力にX7Rセラミックを掛けるだけで、それらは離れます。私はそれを探してはんだ付けするのが面倒です オシログラム自体、目を傷つけないように：



ここで、出力電圧がどのように上昇するかを確認できます。 実際には、制御アルゴリズムにより、充填が0〜10000の値に達するためには、たとえば、1000周期または約10 msが必要です。 ソフトスタートは、立ち上がり時間を短縮し、アルゴリズムを少し複雑化し、+ 10ではなく+1000を追加し、指定された12Vに近づくほど、+ 10に達するまで調整が少なくなるため、私に適しています。 一般に、管理の観点から多くのことができるため、実験のフィールドがあります。

もう1つの興味深い点は、シャットダウン時の振動、たとえば「ハーモニカ」です。 実際のところ、電源をオフにしても、デジタル部分は別のPSUから機能し続け、出力で目的の値を維持しようとします。 エネルギーはどこから来ますか？ はい、入力コンデンサから、これらは3個の1000マイクロファラッドのものであり、それは非常に興味深い現象です。

おわりに

記事は小さくはありませんでしたが、あなたはすべてを望んでいたので、すぐに鉄片を準備してみましょう-それを手に入れましょう。 この記事を楽しんでいただければ幸いです。さまざまなレベルの知識と経験を持つ人々が資料にアクセスできるように、科学ではなく一般的な科学にしようとしました。 おそらく将来的には、ブースト、フルブリッジなど、他のトポロジも同様に分析します。

ところで、この記事とコードは、私が設計している20Aの新しいMPPTコントローラーに役立ちます。 現在、 PCBwayボードを待っています。PCBwayボードは 、実際にプリント回路基板を使用したオープンソースプロジェクトのスポンサーになりました。MPPTソースは、すべてのモジュールに関してもオープンになります。

最も重要なことを忘れました！ TrueSTDIO- RARのコードを使用してプロジェクトを保持します。